一種采用電流緩沖器的反嵌套密勒補償型LDO

張 森，唐 威，商世廣，姚和平，閆冬冬

(1.西安郵電大學 電子工程學院，西安 710121；
2.上海電子線路智能保護工程技術研究中心，上海 201202；
3.上海維安電子有限公司，上海 201202)

低壓差線性穩壓器(low dropout regulator,LDO)具有結構簡單、低成本、高精度等特點[1]，是電源管理電路的重要組成部分，被廣泛應用于手機、筆記本電腦等電子設備中[2]。如今，隨著便攜式電子設備的迅速發展，如何使LDO在全負載電流范圍內具有高增益和高穩定性已成為研究熱點之一[3]。

在許多情況下，兩級放大器的增益不能滿足設計要求，需要級聯多個增益級，大多數LDO均采用三級放大器的結構[4]。然而，每增加一個增益級都會不可避免地引入零極點，從而造成電路的穩定性下降，此時需要對電路進行頻率補償，實現電路的穩定性控制[5]。

近年來，針對LDO的頻率補償已有大量文獻進行了詳細分析。文獻[6]采用零極點追蹤補償技術，通過引入一個動態的零點補償輸出極點來提高電路穩定性，但是，這種結構需要額外的晶體管，增加了電路復雜度；
文獻[7]采用等效串聯電阻(equivalent series resistance, ESR)補償技術，利用輸出電容的等效串聯電阻引入一個左半平面(left half plane, LHP)零點來提高穩定性，但是，這種方法需要消耗較大的面積。除此之外，共源共柵密勒補償[8]、偽ESR補償[9]、反嵌套密勒補償[10]等技術都提高了LDO的穩定性。

本文針對反嵌套密勒補償(reverse nested miller compensation, RNMC)會引入右半平面(right half plane, RHP)零點，且不適應將PMOS管作為LDO功率級的問題，提出一種采用電流緩沖器的反嵌套密勒補償(reverse nested miller compensation with current buffers, RNMCCB)型LDO，在不引入RHP零點的同時，使用反嵌套密勒補償提高LDO在全負載電流范圍內的穩定性。

反嵌套密勒補償是三級運算放大器頻率補償的重要方案，它改善了放大器的小信號和大信號特性，如增大帶寬、縮短穩定時間等。由于RNMC的內環密勒電容不加載到輸出端，因而更適合驅動大負載電容[11]。圖1為傳統RNMC的等效小信號電路。

圖1 RNMC等效小信號電路Fig.1 RNMC equivalent small signal circuit

RNMC的傳遞函數為

(1)

(1)式中:gmi是各級放大器的等效跨導；
roi是各級放大器的等效輸出阻抗；
Ci是各級放大器的等效輸出電容；
Cm1、Cm2是反嵌套密勒電容。由(1)式得出，RNMC會引入一個RHP零點，即Z≈gm3/Cm2，且RHP零點更接近原點，使電路的相位裕度(phase margin, PM)變差，降低電路的穩定性。為了減弱RHP零點對電路穩定性的影響，通常要求gm3?gm1、gm2。RHP零點產生的原因是密勒電容Cm2從運放的輸入端到輸出端存在前饋通路。此外，為了保證電路的負反饋性質，使用RNMC方案的通常是輸入和輸出級為同相增益級，中間級為反相增益級的三級運放[11]。

2.1 基于電流緩沖器的RHP零點消除技術

本文RHP零點消除技術如圖2所示。圖2a為傳統密勒補償，密勒電容Cm除了極點分裂外，還會在節點X、Y之間形成前饋通路引入RHP零點[12]，即Z≈gmY/Cm。圖2b中，密勒電容Cm通過串聯一個適當阻值的調零電阻Rm，將RHP零點變為LHP零點[13]，即Z≈-1/RmCm。類似地，電流緩沖器(current buffer, CB)也可以用來消除RHP零點[14]。圖2c利用電流緩沖器MCG消除前饋通路，并引入一個LHP零點，即Z≈-gmCG/Cm。圖2d利用電流鏡作為反相電流緩沖器[15](inverting current buffer, ICB)與密勒電容Cm串聯，引入一個LHP零點，即Z≈-gmCB/Cm。

圖2 RHP零點消除技術Fig.2 RHP zero elimation technique

以上分析表明，采用電流鏡作為反相電流緩沖器與RNMC的外環密勒電容Cm2串聯，既可以消除RHP零點，又可以在保證系統內部負反饋性質的同時，使運放的第2級和第3級都采用反相增益級。

2.2 基于RNMCCB的LDO主體電路

本文設計的基于RNMCCB的LDO主體電路如圖3所示，包括第1級高增益跨導運算放大器、第2級共源級放大器和第3級功率級。

圖3 基于RNMCCB的LDO主體電路Fig.3 LDO main circuit based on RNMCCB

與使用傳統RNMC方案的運放不同，本文設計的電路第2級和第3級都采用反相增益級，M3、M10構成的電流鏡作為反相電流緩沖器，保證了電路的負反饋性質。

電容Cm2和反相電流緩沖器M3、M10構成外部補償環，電容Cm1和電流緩沖器M9構成內部補償環。外環密勒電容Cm2主要用于對主極點的壓縮，將第1級運放的輸出極點推向低頻，成為低頻主極點。在M11的負反饋路徑上添加M9構成并聯負反饋，降低共源級放大器的輸出阻抗并使其極點向高頻移動，提高電路的穩定性。

利用第1級運放固有的共柵級M9和電流鏡M3、M10分別作為電流緩沖器和反相電流緩沖器，分別與密勒電容Cm1和Cm2串聯，消除密勒電容的前饋通路，進而消除RHP零點。引入兩個LHP零點，可以補償由LHP極點引起的相位滯后，增加相位裕度，改善穩定性。電流緩沖器自身引入的零極點均位于高頻，對電路穩定性的影響可以忽略。RNMCCB補償結構不需要額外的晶體管，因此可降低電路復雜度，不引入額外的靜態功耗。

2.3 穩定性分析

基于RNMCCB的LDO等效小信號電路如圖4所示，在推導LDO電路的傳遞函數前，再說明一下各參數的含義。本文中，gm1，gm2分別是誤差放大器第1級和第2級的等效跨導；
gmp是功率管MP的等效跨導；
gmCB，gmCG分別是反相電流緩沖器M3、M10和電流緩沖器M9的等效跨導；
roi是各級放大器的等效輸出阻抗；
Ci是各級放大器的等效輸出電容；
Cgd是功率管等效寄生電容，用rmi代表各晶體管的輸出阻抗，gm12代表M12的跨導。先做近似處理，假設gmp?gmi；
COUT?C1、C2、Cm1、Cm2；
Cm2?Cm1；
gmiroi?1；
功率管等效寄生電容Cgd與輸出電容COUT相比，COUT占主導。第1級放大器的輸出阻抗ro1≈rm8‖gmCGrm9rm10，第2級放大器的輸出阻抗ro2≈rm11‖gm12rm12rm13，第3級放大器的輸出阻抗ro3≈RL。

圖4 基于RNMCCB的LDO的等效小信號電路Fig.4 Equivalent small-signal circuit of LDO based on RNMCCB

得到該LDO電路的傳遞函數為

(2)

低頻增益|ADC|為

|ADC|=gm1ro1gm2ro2gmPRL

(3)

主極點為

(4)

兩個次極點和兩個LHP零點分別為

(5)

(6)

(7)

(8)

增益帶寬(gain bandwith, GBW)數值GBW為

(9)

該LDO的相位裕度為

(10)

由(4)—(6)式可以得出，采用RNMCCB補償結構，主次極點顯著分離。

不同負載電流使得極點P2、P3的位置不同。在重載情況下，LDO的輸出阻抗降低，功率級的等效跨導gmp增大，輸出極點P3向高頻移動。次極點P2在并聯負反饋的作用下也向高頻移動，P2、P3均位于帶寬之外，此時LDO近似為一個單極點系統，可確保電路的穩定性。

在輕載情況下，次極點P2和輸出極點P3向低頻移動，給穩定性帶來不利影響。由(7)—(8)式得出，LHP零點Z1、Z2的位置只取決于反相電流緩沖器M3、M10和電流緩沖器M9的等效輸入阻抗，靈活性較高。通過對零點Z1、Z2位置的合理設置，使Z1、Z2接近P3、P2的最小頻率，改善相位裕度，提高輕載時電路的穩定性。

綜合上述對小信號電路的分析可知，本文提出的基于RNMCCB的LDO在全負載電流范圍內均能保證穩定性。

本文LDO基于0.35 μm CMOS工藝進行設計，采用Cadence軟件中Spectre仿真器對電路進行仿真。COUT為0.1 μF，輸入電壓范圍為2.2～5.5 V，負載電流范圍為1～600 mA。

圖5展示了VIN為3.5 V、COUT為0.1 μF時，不同負載電流的穩定性仿真曲線?？梢钥吹?，在負載電流為600 mA時，環路增益降低，輸出極點向高頻移動，環路增益為90 dB，PM為55°，具有較高的相位裕度；
在負載電流為1 mA時，主極點和輸出極點向低頻移動，帶寬減小，環路增益為100.7 dB，PM為38°，此時增益交點頻率小于相位交點頻率，系統仍保持穩定。圖5證明本文設計的LDO在全負載電流范圍內具有良好的相位裕度和穩定性。

圖5 不同負載電流的穩定性仿真曲線Fig.5 Stability simulation curves of different load currents

圖6展示了VIN為3.5 V、負載電流為1 mA時，不同輸出電容的相位裕度仿真曲線?？梢钥吹紺OUT為0.1 μF時，PM為38°；
COUT為1 μF時，PM為56.3°；
COUT為5 μF時，PM為83.6°。圖6證明本文設計的LDO在不同輸出電容下均能保證穩定性。

圖6 不同輸出電容的相位裕度仿真曲線Fig.6 Phase margin simulation curves of different output capacitors

圖7展示了VOUT為2.5 V、COUT為0.1 μF時，負載電流在1 μs內從1 mA跳變到600 mA的負載瞬態響應曲線。當負載電流從1 mA跳變到600 mA時，輸出電壓的下沖為10.6 mV，響應時間約為5 μs；
當負載電流從600 mA跳變到1 mA時，輸出電壓的上沖為11.7 mV，響應時間約為7 μs。圖7證明該LDO電路具有良好的負載瞬態特性。

圖7 LDO負載瞬態響應仿真曲線Fig.7 LDO Load transient response simulation curve

圖8展示了VOUT為2.5 V時，負載電流從1 mA變化到600 mA的負載調整曲線。從圖8可知，輸出電壓的變化量為116.5 μV，負載調整率為0.004 6%，符合設計要求。

圖8 負載調整曲線Fig.8 Load regulation curve

表1為本文設計的LDO與其他相關文獻的LDO電路性能對比。從表1可看出，本文設計的LDO在負載瞬態響應和負載調整率上有更好的性能，并且具有較大的相位裕度，穩定性良好。

表1 LDO性能對比Tab.1 Comparison of LDO performance

本文基于0.35 μm CMOS工藝，設計了一種采用電流緩沖器的反嵌套密勒補償型LDO。該電路的第2級和第3級都采用反相增益級，在反嵌套密勒補償的基礎上添加電流緩沖器和反相電流緩沖器，在不引入額外靜態功耗的條件下，保證了電路內部負反饋性質，消除了密勒電容的前饋通路，引入LHP零點，增加相位裕度，改善穩定性。仿真結果表明，RNMCCB提高了LDO在全負載電流范圍內的穩定性，且在不同輸出電容下，均能保證穩定性，同時具有較好的負載瞬態響應和負載調整率。本文設計的LDO可應用于負載變化范圍大的電路系統。